Calcolatore Timer 555: Astabile, Monostabile, PWM, VCO e Rampa

Il condensatore fa la spola fra 1/3 e 2/3 di V_CC. In salita la corrente arriva da V_CC attraverso R1 e R2 in serie; in discesa il piedino 7 porta a massa il punto fra le due resistenze, quindi il condensatore si svuota nel solo R2. Da qui la formula, e da qui il fatto che il tempo alto contiene sempre un pezzo in più del tempo basso.

Il salto logico che vale la pena fare: siccome sia le soglie sia il punto di partenza della carica sono frazioni di V_CC, il rapporto fra le tensioni in gioco non dipende dall’alimentazione, e nemmeno i tempi. Provate a cambiare V_CC nei parametri globali: la frequenza non si muove.

La punta di corrente in scarica vale V_CC/R1 e passa tutta nel transistor interno. È il motivo per cui R1 non si fa mai troppo piccola, ed è il numero da guardare prima di mettere un 555 a frequenza alta.

La domanda più frequente sul 555 è come portare il duty sotto il 50 %, e la risposta è che con la configurazione classica non si può: il tempo alto contiene R1+R2 e quello basso solo R2, quindi il primo è per forza più lungo. Serve dare alla carica una strada che salti R2, ed è il diodo.

La card calcola anche il duty che avreste con un diodo ideale, e il confronto con quello reale è istruttivo: la caduta di 0,6 V abbassa la tensione verso cui il condensatore si carica, quindi la carica rallenta e il duty non è esattamente R1/(R1+R2). A 5 V di alimentazione lo scarto è sensibile, a 15 V quasi sparisce. Con uno Schottky da 0,3 V si dimezza.

Qui il condensatore parte da zero e non da 1/3: il transistor di scarica lo tiene a massa finché non arriva il trigger. Deve salire fino a 2/3 di V_CC, quindi il tempo è ln(3)·RC invece di ln(2)·RC, ed è da lì che esce il famoso 1,1.

Due trappole. La prima: se l’impulso di trigger dura più dell’impulso di uscita, l’uscita resta alta finché il trigger non risale — il 555 non è ritriggerabile nel senso che vorreste. La seconda: subito dopo la fine dell’impulso il condensatore deve svuotarsi, e se ritriggerate troppo presto il tempo successivo esce più corto.

Per tempi lunghi servono C grandi, e gli elettrolitici hanno correnti di perdita che falsano il conto. Sopra la decina di secondi conviene un CMOS con R alta e C piccolo al poliestere, invece che il contrario.

Il verso di progetto. Si parte scegliendo C, perché è il componente che si trova in meno valori e con meno precisione: fissato quello, le resistenze si aggiustano. Regola pratica: C intorno ai 100 nF per frequenze nell’audio, 10 nF sopra i 10 kHz, microfarad per i tempi lunghi.

Se chiedete un duty sotto il 50 % la card cambia topologia da sola e vi dà i valori per la versione con diodo, perché in quella classica quel duty semplicemente non esiste. Sopra il 50 % restano due resistenze e basta.

Le due righe finali sono quelle che contano: la frequenza e il duty che ottenete davvero con i valori commerciali. Con resistenze E12 lo scarto sulla frequenza è tipicamente di qualche punto percentuale — se vi serve meglio di così, il 555 non è il componente giusto e vi conviene un quarzo o un microcontrollore.

Il piedino 5 è l’accesso diretto al partitore interno: normalmente sta a 2/3 di V_CC e ci si mette sopra un condensatore da 10 nF per tenerlo pulito. Se invece ci imponete una tensione, spostate la soglia alta lì e la soglia bassa a metà di quella, e il circuito segue.

La cosa interessante è che il tempo basso non cambia: la scarica va sempre da V_ctrl a V_ctrl/2, cioè un fattore due, qualunque sia la tensione. Tutto il controllo agisce sulla carica, ed è per questo che il piedino 5 è più utile come modulatore di duty che come VCO — l’escursione di frequenza che ne ricavate è modesta, e non è lineare.

Se il piedino 5 vi serve libero ma non lo usate, il condensatore da 10 nF mettetelo comunque: senza, il rumore sull’alimentazione entra dritto nel comparatore e i tempi ballano.

Nell’astabile normale la tensione sul condensatore è un pezzo di esponenziale, e se la usate come rampa — per un VCO, per una base dei tempi, per modulare qualcosa — è storta. Sostituendo R1 con un generatore di corrente costante la pendenza diventa I/C e la rampa esce dritta.

Il generatore si fa con un PNP: emettitore verso V_CC attraverso R_E, base tenuta a una tensione fissa da un partitore, collettore al condensatore. La corrente vale (V_CC−V_B−V_BE)/R_E, e la card ve la calcola al contrario: dite quanta corrente volete e vi dice che R_E serve.

L’uscita sul piedino 3 resta l’onda quadra di sempre; la rampa la prendete sul condensatore, con un buffer ad alta impedenza — un inseguitore di quelli della pagina sugli operazionali — perché qualsiasi carico su quel nodo cambia i tempi.

Tolti R e C resta il flip-flop che sta dentro il chip, con i suoi due comparatori come ingressi. Il piedino 6 va a massa perché la soglia alta non intervenga mai; a quel punto un impulso basso sul 2 mette l’uscita alta e uno sul 4 la rimette bassa, e fra i due l’uscita se lo ricorda.

Non è il modo più economico di fare un latch, ma è quello che si fa con quello che si ha nel cassetto, e ha due pregi concreti: l’uscita dà 200 mA, quindi pilota direttamente un relè o una lampada, ed è immune ai rimbalzi dei contatti molto più di una porta logica, perché i comparatori hanno isteresi.

Se premete i due pulsanti insieme vince il reset: il piedino 4 agisce direttamente sul flip-flop, a valle dei comparatori.

Questa card controlla i valori della card 1 contro i limiti del componente scelto. Il vincolo in basso è la corrente che il transistor di scarica deve reggere: con R1 da 100 Ω e 12 V di alimentazione gli chiedete 120 mA a ogni ciclo, e il chip si scalda per niente. Il vincolo in alto sono le correnti di perdita dei piedini 6 e 7, che con resistenze da molti megaohm diventano confrontabili con la corrente di carica e mandano i tempi a caso.

Il punto che quasi nessuno menziona è l’ultimo: il 555 bipolare, nell’istante della commutazione, conduce per un attimo sia verso l’alto sia verso il basso, e assorbe una punta di corrente di qualche decina di milliampere per un centinaio di nanosecondi. Su un’alimentazione condivisa quella punta si vede, e se nello stesso circuito c’è un microcontrollore o un ADC, si vede anche lì. Cento nanofarad vicino al piedino 8 non sono una formalità.

Se il consumo conta — un circuito a batteria, un timer che deve stare mesi acceso — la versione CMOS assorbe trenta o cento volte meno e non fa quella punta. In cambio dà molta meno corrente in uscita.

I valori dei componenti sono tipici da datasheet e servono da ordine di grandezza: la corrente d’uscita in particolare dipende molto dall’alimentazione e dal fatto che l’uscita stia assorbendo o erogando, e i CMOS sono quasi sempre più forti in assorbimento che in erogazione.

La frequenza massima indicata è quella pratica, non il limite assoluto: oltre, il duty cycle si deforma perché i tempi di propagazione interni diventano confrontabili con i tempi di carica.

Sulle serie E: le resistenze si trovano in E12 ed E24, i condensatori quasi solo in E6 ed E12, e con tolleranze del 10 o 20 %. È la ragione per cui la card di progetto vi mostra la frequenza che ottenete davvero, e non quella che avete chiesto — vedi anche il tool sul codice colore e le serie E.