Trasformatore d’iniezione autocostruito: prime misure di loop gain e banco di calibrazione

Quando progetto o costruisco un alimentatore regolato, una delle verifiche che mi interessa maggiormente riguarda la stabilità dell’anello di retroazione. Non basta infatti che il circuito mantenga correttamente la tensione continua: è importante sapere come reagisce alle variazioni che avvengono a frequenze diverse.

In particolare voglio conoscere fino a quale frequenza il guadagno d’anello rimane elevato e dove scende fino a 0 dB. Alle frequenze più basse la retroazione deve essere sufficientemente efficace da correggere rapidamente variazioni del carico e disturbi; aumentando la frequenza, invece, il guadagno deve progressivamente diminuire, evitando che il circuito tenti di correggere componenti troppo rapide con il rischio di trasformare la retroazione negativa in una sorgente di oscillazioni.

Per effettuare questa verifica è necessario perturbare leggermente l’anello con un segnale sinusoidale di frequenza variabile e misurare come tale perturbazione si propaga nei due lati del punto di iniezione. Da questa esigenza nasce la scheda descritta in questo articolo.

Il solo valore del guadagno non è però sufficiente: in prossimità della frequenza di attraversamento è altrettanto importante osservare la fase, dalla quale dipende il margine di stabilità del sistema.

In un alimentatore regolato la retroazione confronta continuamente la tensione di uscita con un valore di riferimento. Se, per esempio, la tensione di uscita tende ad aumentare, il circuito di controllo reagisce in modo da ridurla; se tende a diminuire, reagisce nel verso opposto. È questo comportamento che rende la retroazione “negativa”: la correzione tende sempre a contrastare la variazione che l’ha generata.

Questa correzione, però, non è istantanea. Transistor, amplificatori operazionali, condensatori di compensazione e altri elementi del circuito introducono ritardi che, osservati nel dominio della frequenza, si manifestano come uno sfasamento crescente.

Immaginiamo allora di perturbare leggermente l’uscita con una sinusoide. A bassa frequenza il circuito riesce a seguirla e genera una correzione nel verso giusto, opponendosi alla perturbazione. Aumentando la frequenza, la correzione arriva progressivamente più in ritardo. Se il ritardo complessivo raggiunge circa 180°, la correzione può arrivare praticamente capovolta rispetto a quella desiderata: invece di contrastare la perturbazione, tende a rinforzarla.

Questo, da solo, non è ancora sufficiente a provocare un’oscillazione. È necessario che a quella frequenza il guadagno dell’anello sia ancora abbastanza elevato. Se dopo un giro completo nell’anello il segnale torna con ampiezza uguale o maggiore di quella iniziale e con la fase adatta a rinforzarlo, una piccola perturbazione può mantenersi o crescere invece di estinguersi.

Per questo motivo, quando si studia la stabilità di un alimentatore non interessa solamente sapere quanto guadagna l’anello, ma osservare contemporaneamente modulo e fase. In particolare è importante individuare la frequenza alla quale il guadagno scende a 0 dB, cioè diventa unitario, e verificare quanto la fase sia ancora lontana dalla condizione critica di 180°. Questa distanza costituisce il margine di fase.

Un anello molto lento può essere facile da rendere stabile, ma correggerà poco efficacemente le variazioni rapide; un anello troppo veloce può invece mantenere un guadagno elevato fino a frequenze alle quali il ritardo di fase è ormai importante. La compensazione serve quindi a ottenere un circuito sufficientemente rapido, ma con un adeguato margine di stabilità.

Può essere utilizzata tanto con un regolatore lineare realizzato a componenti discreti quanto con regolatori integrati dotati di rete di feedback accessibile, come un LM2596-ADJ, e più in generale con molti circuiti nei quali sia possibile individuare e interrompere opportunamente l’anello di retroazione.

Esempio di inserimento del trasformatore d’iniezione nell’anello di retroazione di un regolatore con partitore di feedback esterno. Il segnale AC viene applicato tra VOUT e VSENSE, mantenendo inalterato il percorso in continua attraverso RINJ.

Descrizione della scheda

Il prototipo è stato realizzato su millefori e comprende il circuito di alimentazione, lo stadio buffer che pilota il trasformatore e i due trasformatori d’iniezione.

La scheda viene alimentata a 15 V dall’alimentatore da banco. La tensione viene poi regolata localmente a 12 V mediante un 78L12, in modo da fornire allo stadio di pilotaggio un’alimentazione stabile. Nella parte inferiore sinistra della scheda è presente anche una presa dalla quale è possibile prelevare direttamente la tensione regolata a 12 V, utile per alimentare eventuali circuiti ausiliari durante le prove.

Lo stadio di pilotaggio è realizzato con un 2N3904 configurato come buffer a collettore comune, o emitter follower. Il suo compito non è fornire guadagno di tensione, ma pilotare il primario del trasformatore con un’impedenza più bassa rispetto a quella del generatore.

La base del transistor è polarizzata mediante due resistenze da 10 kΩ, che fissano il punto di lavoro a circa metà della tensione di alimentazione, quindi intorno a 6 V. Di conseguenza, considerando la caduta base-emettitore, l’emettitore si porta a circa 5,3 V. La resistenza di emettitore è da 560 Ω.

Il segnale proveniente dal generatore di funzione entra nella scheda attraverso un cavo schermato collegato in prossimità della base del transistor. Il conduttore centrale porta il segnale, mentre la calza è collegata alla massa della scheda. Il segnale viene accoppiato alla base attraverso un condensatore ceramico da 1 µF e una resistenza serie da 100 Ω, utilizzata per limitare la corrente di base e disaccoppiare leggermente il generatore dallo stadio.

Il segnale presente sull’emettitore viene inviato al primario del trasformatore attraverso un condensatore elettrolitico da 100 µF, che impedisce alla componente continua di raggiungere l’avvolgimento. In serie al primario è presente inoltre una resistenza da 4,7 Ω, introdotta per fornire un leggero smorzamento e ridurre eventuali ringing o disturbi ad alta frequenza.

Per quanto possibile su una realizzazione su millefori, le connessioni di massa sono state organizzate secondo una configurazione a stella, evitando di far condividere inutilmente gli stessi percorsi di ritorno ai diversi segnali. Anche la calza del cavo proveniente dal generatore viene quindi riportata al punto di massa comune della scheda.

Nella parte inferiore della scheda sono infine montati i due trasformatori d’iniezione, entrambi realizzati su nucleo EE13 e destinati a essere confrontati durante la caratterizzazione del sistema.

Il trasformatore d’iniezione

Per il trasformatore ho utilizzato un nucleo in ferrite EE13, materiale PC40, configurazione 2+4, con relativo rocchetto. Gli avvolgimenti sono stati realizzati a mano utilizzando filo di rame smaltato da 0,1 mm.

Ho costruito due trasformatori con rapporto di spire 1:1 ma con caratteristiche differenti.

Il primo utilizza 50 spire sul primario e 50 spire sul secondario. Il secondo è invece formato da 200 spire sul primario e 200 spire sul secondario, ottenute realizzando, per ciascun avvolgimento, quattro strati da 50 spire.

Sul lato primario un capo dell’avvolgimento è collegato a un jumper di selezione, che permette di scegliere quale dei due trasformatori utilizzare. L’altro capo viene riportato direttamente al punto centrale di massa della scheda. Anche in questa zona ho cercato quindi di mantenere il ritorno di corrente separato dagli altri collegamenti, riportandolo al ground comune secondo la disposizione a stella adottata nel prototipo.

La costruzione del trasformatore da 200 spire per avvolgimento introduce però inevitabilmente una certa asimmetria geometrica. Essendo costituito da più strati sovrapposti, l’inizio e la fine dell’avvolgimento non occupano infatti posizioni equivalenti rispetto al primario, al nucleo e agli altri conduttori. Di conseguenza anche le capacità parassite distribuite non sono perfettamente simmetriche.

Questo effetto diventa particolarmente interessante alle frequenze più elevate: invertendo i due terminali del secondario, la risposta misurata non rimane perfettamente identica. È proprio uno degli aspetti che ho successivamente studiato con il banco di calibrazione.

Caratterizzazione preliminare dei trasformatori

Prima di utilizzare i trasformatori per le misure sull’anello di retroazione ne ho verificato rapidamente la banda passante. Per questa prova ho collegato direttamente il primario al generatore di funzione, impostato a 1 Vpp, e il secondario all’oscilloscopio.

Variando la frequenza ho osservato il rapporto tra il segnale applicato al primario e quello presente sul secondario, individuando da un lato la zona alle basse frequenze nella quale iniziava a comparire un’attenuazione significativa e, dall’altro, la regione ad alta frequenza nella quale diventavano evidenti gli effetti delle risonanze proprie del trasformatore.

Il trasformatore da 50+50 spire si è dimostrato utilizzabile indicativamente tra circa 50 kHz e 10 MHz.

Il trasformatore da 200+200 spire presenta invece una risposta sostanzialmente piatta già a partire da circa 500–700 Hz e rimane ben utilizzabile almeno fino a 1 MHz. Sebbene continui a trasferire il segnale anche oltre questa frequenza, per le misure non prevedo di utilizzarlo oltre circa 2 MHz, dove gli effetti parassiti e le risonanze iniziano a diventare più importanti.

Questa prova aveva esclusivamente lo scopo di stabilire rapidamente la banda di lavoro indicativa dei due trasformatori; la loro influenza sulla misura di modulo e fase viene invece valutata successivamente mediante il banco di calibrazione.

Banco di calibrazione e ampiezza del segnale di iniezione

Per caratterizzare la scheda ho realizzato un banco di calibrazione con diverse reti resistive e capacitive, confrontando poi i risultati sperimentali con le corrispondenti simulazioni LTspice.

Durante le prove ho verificato anche l’ampiezza massima del segnale da applicare al primario del trasformatore. Aumentando l’ampiezza del generatore, infatti, il segnale iniettato nel DUT può iniziare a deformarsi, soprattutto nelle condizioni in cui l’impedenza vista dal trasformatore è più bassa. Questo effetto diventa particolarmente evidente alle frequenze più basse, dove alcune delle reti provate presentano un’impedenza minore.

Per mantenere una procedura di misura uniforme ho quindi scelto di utilizzare 300 mVpp all’uscita del generatore di funzione. È il valore massimo che, nelle configurazioni considerate, ha prodotto sul DUT un segnale ancora chiaramente misurabile e privo di distorsione apprezzabile.

Riduzione del rumore nel setup di misura

In alcune condizioni i segnali presenti ai due lati del punto di iniezione possono scendere fino a circa 20–30 mVpp. A questi livelli il rumore raccolto dal cablaggio e le componenti di modo comune possono diventare confrontabili con il segnale utile e influenzare soprattutto la misura della fase.

Per questo motivo ho cercato di ridurre al minimo le interferenze e, in particolare, di controllare con attenzione i percorsi di massa. Le masse dei canali dell’oscilloscopio sono infatti comuni internamente; ho quindi evitato di collegare separatamente i coccodrilli delle due sonde in punti differenti del circuito e ho utilizzato un unico riferimento di massa, collegato alla treccia di schermatura del cavo di segnale. In questo modo si evita di introdurre percorsi di ritorno aggiuntivi e si riduce la possibilità di formare anelli di massa che potrebbero raccogliere disturbi o alterare una misura effettuata su segnali di poche decine di millivolt.

Ho inoltre mantenuto i cavi di alimentazione il più possibile lontani dai percorsi dei segnali. Sui collegamenti più sensibili ho inserito alcuni nuclei toroidali in ferrite Mn-Zn ad alta permeabilità, facendo passare il cavo più volte attraverso il nucleo.

Lo scopo di questi toroidi è aumentare l’impedenza alle componenti di modo comune ad alta frequenza e ridurre quindi i disturbi raccolti dal cablaggio, senza intervenire direttamente sul segnale differenziale che si vuole misurare.

Il banco di calibrazione

Per verificare in modo controllato il comportamento della scheda di iniezione ho realizzato un piccolo banco di calibrazione su millefori, costituito da una serie di resistenze e condensatori selezionabili tramite jumper.

Lo scopo del banco è creare circuiti molto semplici e facilmente modellabili, così da poter confrontare direttamente le misure ottenute sul banco con la risposta prevista in LTspice. Per rendere il confronto il più realistico possibile, nella simulazione utilizzo i valori effettivi dei componenti misurati con l’LCR meter, anziché limitarmi ai soli valori nominali.

La struttura del banco è volutamente semplice. Nella configurazione resistiva vengono selezionate due resistenze, una sul ramo superiore e una sul ramo inferiore, mentre il punto di iniezione si trova nella zona centrale della rete, tra i due nodi sui quali vengono effettuate le misure.

In questo modo posso modificare facilmente sia il rapporto tra le due resistenze sia l’impedenza complessiva vista dal trasformatore, verificando quanto la risposta della scheda dipenda dalle condizioni di carico.

Il banco comprende inoltre una serie di condensatori selezionabili, che permettono di sostituire il ramo resistivo inferiore con un carico capacitivo. Questa seconda configurazione è particolarmente utile perché introduce un’impedenza fortemente dipendente dalla frequenza e permette quindi di osservare il comportamento della catena di misura in condizioni più vicine a quelle che possono presentarsi in un reale circuito di retroazione.

Per ciascuna configurazione viene realizzato il corrispondente circuito in LTspice e il diagramma ottenuto dalla simulazione viene confrontato con quello ricavato sperimentalmente. I due schemi semplificati riportati nelle figure successive mostrano il collegamento del punto di iniezione nelle configurazioni resistiva e capacitiva.

Componenti utilizzati nel banco di calibrazione

Il banco mette a disposizione sette valori per il ramo resistivo superiore (RUP), sette per quello inferiore (RDOWN) e sette capacità selezionabili. Prima di iniziare le misure ho caratterizzato singolarmente i componenti con l’LCR meter e, nelle simulazioni LTspice utilizzate per il confronto, ho inserito i valori effettivamente misurati, anziché quelli nominali.

Per questa prima realizzazione non ho selezionato componenti specificamente destinati a misure di precisione. In particolare, i condensatori non sono stati scelti in tecnologia C0G/NP0 e le resistenze non sono componenti selezionati per un basso coefficiente di temperatura.

La scelta è intenzionale: il banco è stato costruito su millefori come strumento esplorativo, con lo scopo iniziale di comprendere il comportamento della scheda d’iniezione e arrivare a una prima caratterizzazione pratica degli alimentatori e dei regolatori che realizzo. In questa fase mi interessa soprattutto verificare l’andamento di modulo e fase, individuare le principali sorgenti di errore e stabilire i limiti effettivi del sistema di misura.

Per questo motivo, invece di cercare fin da subito componenti di precisione, ho preferito misurare quelli realmente montati e utilizzare gli stessi valori nelle simulazioni LTspice. Questo permette comunque di effettuare un confronto coerente tra circuito reale e modello.

Una versione successiva del banco potrà eventualmente essere realizzata su PCB, utilizzando resistenze a basso coefficiente di temperatura, condensatori più stabili e una disposizione dei collegamenti maggiormente controllata. La caratterizzazione di questo primo prototipo servirà anche a capire quali di questi miglioramenti siano realmente necessari.

Elaborazione delle misure con GNU Octave

Per l’elaborazione dei dati ho scelto di utilizzare GNU Octave, in modo da non dover ricavare manualmente ampiezza e fase dalle schermate dell’oscilloscopio e, soprattutto, da poter applicare la stessa procedura a tutte le frequenze misurate.

Per ogni frequenza impostata sul generatore salvo dall’oscilloscopio le tracce dei due canali in formato CSV. Nel mio caso utilizzo un oscilloscopio Rigol: il file contiene, oltre ai campioni dei due canali, le informazioni necessarie a ricostruire correttamente l’asse temporale, come il tempo iniziale e l’intervallo tra due campioni consecutivi. Lo script utilizza questi dati per ricostruire la sequenza temporale dell’acquisizione.

La misura non viene ricavata dai valori di picco o dagli attraversamenti dello zero. Poiché conosco già con precisione la frequenza impostata sul generatore, sui campioni acquisiti viene eseguito un fit sinusoidale alla frequenza nota. In questo modo vengono determinate separatamente ampiezza e fase dei due segnali e, dal rapporto complesso tra le due componenti fondamentali, si ottengono direttamente il modulo in dB e la differenza di fase.

La versione dello script che utilizzo attualmente permette anche di includere nel fit un numero selezionabile di armoniche. Posso quindi scegliere, per esempio, di utilizzare fondamentale, seconda e terza armonica, oppure aumentare o ridurre il numero a seconda dell’acquisizione. Le armoniche superiori servono esclusivamente a descrivere meglio la forma d’onda e a evitare che eventuali componenti distorte influenzino la stima della fondamentale; il diagramma di Bode continua infatti a essere calcolato utilizzando soltanto la componente fondamentale.

È inoltre possibile scegliere se elaborare l’intero file CSV oppure solamente un determinato numero di cicli. Questo può essere utile quando le acquisizioni sono particolarmente lunghe: i file generati dall’oscilloscopio possono infatti diventare piuttosto grandi.

Le due serie di misura A e B

Per ciascuna configurazione del banco eseguo inizialmente l’intera serie di frequenze mantenendo una determinata polarità del secondario del trasformatore. Terminata questa prima serie, scambio fisicamente i due collegamenti del secondario e ripeto le stesse misure.

Ottengo così due serie, che indico semplicemente come A e B.

La macro batch utilizza una tabella nella quale, per ogni frequenza, vengono indicati il nome del file relativo alla misura A e, quando disponibile, quello della misura B. La presenza della seconda acquisizione non è obbligatoria: se esiste viene elaborata insieme alla prima, altrimenti viene utilizzata solamente la misura A.

Nella versione attuale dello script, quando entrambe le acquisizioni sono disponibili, viene calcolata anche una media A/B. Questa parte dell’elaborazione è ancora oggetto delle prove che sto effettuando: l’inversione del secondario ha mostrato effetti interessanti e ripetibili, ma la dipendenza dalla frequenza e dall’impedenza collegata al trasformatore deve essere ancora caratterizzata in modo più completo. Per questo motivo considero al momento questa elaborazione uno strumento di indagine, non ancora una correzione definitiva della misura. I risultati saranno oggetto di un articolo successivo.

Confronto con LTspice

Per ogni configurazione del banco realizzo anche il corrispondente circuito in LTspice, utilizzando i valori effettivamente misurati dei componenti. Dal simulatore esporto quindi i dati del diagramma di Bode.

La macro Octave importa sia i risultati sperimentali sia quelli di LTspice. Poiché le frequenze generate dalla simulazione non coincidono necessariamente con quelle scelte per le misure, i valori simulati vengono interpolati, sulla scala logaritmica delle frequenze, nei punti corrispondenti alle acquisizioni reali.

Per ogni frequenza possono quindi essere confrontati direttamente:

• modulo misurato e modulo LTspice;
• fase misurata e fase LTspice;
• differenza in dB;
• differenza in gradi.

Lo script calcola inoltre l’errore medio sul modulo e sulla fase.

Alla fine dell’elaborazione vengono generati automaticamente i grafici di modulo e fase e un file di testo contenente i risultati delle singole acquisizioni, le serie A e B, la curva risultante e i principali dati riassuntivi. In questo modo una serie composta da molte decine di acquisizioni può essere elaborata in maniera uniforme senza dover riportare manualmente i valori dall’oscilloscopio.

Download degli script

In fondo all’articolo metterò a disposizione gli script GNU Octave utilizzati per queste prove, insieme alle istruzioni necessarie per prepararne i file di ingresso e avviare l’elaborazione.

La routine di importazione dei dati è stata scritta specificamente per il formato CSV esportato dagli oscilloscopi Rigol che utilizzo. Oscilloscopi di altri produttori possono salvare le tracce utilizzando intestazioni o strutture differenti e non posso quindi garantirne direttamente la compatibilità.

Se qualcuno volesse utilizzare gli script con uno strumento diverso può comunque contattarmi inviandomi l’header e un breve estratto di un CSV prodotto dal proprio oscilloscopio; quando possibile posso adattare la parte dello script che si occupa dell’importazione.

Non allego invece le acquisizioni complete utilizzate durante le mie prove. Con le impostazioni di memoria che utilizzo, un singolo CSV può occupare circa 16 MB e una sola caratterizzazione può facilmente richiedere una quarantina di file: pubblicare centinaia di megabyte di tracce grezze avrebbe quindi poca utilità pratica. Le istruzioni e gli script sono sufficienti per ripetere l’elaborazione utilizzando le proprie acquisizioni.

Dalle prime prove al banco di calibrazione

Prima di costruire il banco di calibrazione ho effettuato una serie di prove preliminari utilizzando una piccola schedina basata su LM358. Al momento utilizzo solamente uno dei due amplificatori operazionali disponibili nell’integrato, ma la scheda è stata realizzata anche come piccolo circuito di prova da riutilizzare in seguito per ulteriori esperimenti sulla risposta in frequenza.

L’integrato montato è un LM358 Texas Instruments e nelle simulazioni LTspice ho utilizzato il modello dello stesso produttore. La rete esterna permette di modificare facilmente la risposta del circuito; nelle prime prove ho utilizzato per C5 i valori di 1 nF, 4,5 nF, 10 nF e 22 nF, confrontando ogni volta il diagramma misurato con quello ottenuto dalla simulazione.

Queste misure avevano un carattere essenzialmente esplorativo. In questa fase variavo anche l’ampiezza del generatore da una prova all’altra, cercando di ottenere sul DUT un segnale sufficientemente ampio e pulito da poter essere misurato con buona affidabilità.

Già queste prime prove sono state però molto utili. Il trasformatore da 50+50 spire si è dimostrato quasi subito meno adatto, nelle condizioni e nella banda che mi interessavano, rispetto a quello da 200+200 spire; ho quindi concentrato su quest’ultimo le prove successive.

Un risultato particolarmente incoraggiante è stato ottenuto con C5 = 10 nF. Pur trattandosi ancora di una misura preliminare, l’andamento sperimentale di modulo e fase segue abbastanza bene quello previsto da LTspice. L’errore medio assoluto sul modulo, per questa serie, era di circa 1,39 dB

Confronto preliminare tra simulazione LTspice e misura sulla schedina LM358 con C5 = 10 nF, utilizzando il trasformatore da 200+200 spire. Le curve mostrano un accordo già incoraggiante e hanno confermato la validità di massima del metodo, pur evidenziando la necessità di una successiva calibrazione più rigorosa.

Questi risultati erano sufficienti a farmi concludere che, almeno qualitativamente, il sistema di iniezione stava effettivamente misurando ciò che mi interessava. Allo stesso tempo si vedeva già un piccolo scostamento sistematico, particolarmente evidente sulla fase, che in quel momento non ero ancora in grado di attribuire con certezza a una causa precisa.

La prova con C5 = 22 nF ha rappresentato invece un primo campanello d’allarme. Il confronto con LTspice è peggiorato nettamente: nella serie effettuata l’errore medio sul modulo è passato a circa 6,1 dB, con differenze consistenti su buona parte della banda misurata.

Non considero queste vecchie acquisizioni una caratterizzazione del sistema: erano esattamente ciò per cui erano state fatte, cioè prove esplorative. Sono state però sufficienti per farmi capire che la risposta della catena di iniezione dipendeva dalle condizioni presentate dal DUT e che, prima di utilizzarla con sicurezza sui miei alimentatori, era necessario studiarla in maniera più controllata.

È da questa esigenza che è nato il banco di calibrazione.

Le prime misure sul banco e l’inversione del secondario

Le prime prove sul nuovo banco sono state effettuate utilizzando una rete resistiva quasi simmetrica, con RUP e RDOWN di circa 3,3 kΩ.

Questa configurazione, proprio perché estremamente semplice e facilmente riproducibile in LTspice, mi ha permesso di notare un fenomeno che nelle precedenti prove con LM358 era molto meno evidente: la risposta cambiava invertendo i due terminali del secondario del trasformatore.

L’effetto era ripetibile. Non si trattava quindi semplicemente della dispersione della misura, ma di una reale asimmetria del sistema di iniezione. Un trasformatore avvolto a mano, soprattutto nel caso del 200+200 spire realizzato su più strati, non è infatti un componente geometricamente perfettamente simmetrico: invertendo il secondario cambiano le relazioni tra avvolgimenti e capacità parassite.

A questo punto ho modificato la procedura di misura.

Per ciascuna configurazione eseguo l’intera serie di frequenze con il secondario collegato in un verso, ottenendo quella che chiamo serie A. Terminata la sequenza, scambio fisicamente i due cavetti del secondario e ripeto le stesse acquisizioni, ottenendo la serie B.

Lo script Octave gestisce entrambe le serie e, quando è disponibile anche la misura B, nella versione attuale calcola la media dei due risultati.

Con la coppia di resistenze da circa 3,3 kΩ questa semplice operazione ha prodotto un risultato estremamente interessante: le deviazioni delle due polarità risultavano in gran parte opposte e la loro combinazione ha restituito un diagramma praticamente sovrapposto a quello previsto da LTspice.

Questo risultato potrebbe anche spiegare almeno una parte del piccolo errore sistematico osservato nella fase durante le precedenti prove con LM358: in quelle acquisizioni utilizzavo una sola polarità del trasformatore e quindi l’eventuale contributo asimmetrico rimaneva interamente presente nel risultato.

Sarebbe stato molto comodo fermarsi qui e concludere che fosse sufficiente effettuare sempre due acquisizioni e farne la media. La prova successiva ha mostrato che la situazione è più complessa.

Il caso dei 33 kΩ

Ripetendo la stessa procedura con RUP e RDOWN di circa 33 kΩ, il comportamento è risultato decisamente peggiore.

Anche in questo caso l’inversione del secondario evidenzia una componente asimmetrica, ma la media A/B non coincide più con la risposta prevista dalla simulazione. Rimane quindi una componente dell’errore presente in entrambe le orientazioni del secondario, che l’inversione non può eliminare.

Questo è, al momento, uno dei punti più interessanti della caratterizzazione. Le prove indicano che esistono almeno due contributi differenti: uno legato all’asimmetria del trasformatore, che cambia segno invertendo il secondario e che quindi può essere fortemente ridotto combinando A e B, e un secondo contributo comune alle due misure, che diventa importante in determinate condizioni di impedenza.

Non ho ancora elementi sufficienti per descrivere completamente quest’ultimo fenomeno e preferisco quindi non trasformare un’osservazione sperimentale in una conclusione prematura.

Da qui riparto con una misura più controllata

C’è inoltre un’altra variabile che voglio eliminare. Nelle prove preliminari con la schedina LM358 avevo modificato l’ampiezza del generatore a seconda della configurazione, per ottenere segnali facilmente misurabili.

Per la nuova caratterizzazione del banco utilizzerò invece 300 mVpp costanti all’uscita del generatore per tutte le configurazioni. È il valore più basso che avevo già utilizzato nelle prove con LM358 e, nelle verifiche effettuate finora, permette di ottenere segnali ancora misurabili evitando la deformazione che può comparire aumentando eccessivamente il livello di iniezione.

In questo modo frequenza e impedenza del DUT resteranno le principali variabili dell’esperimento, mentre il livello applicato al primario rimarrà invariato.

La situazione attuale è quindi questa: il sistema ha già mostrato di poter restituire risultati molto vicini alla simulazione, la doppia misura A/B ha evidenziato e in alcuni casi quasi completamente compensato l’asimmetria del trasformatore, ma le prove ad impedenza maggiore mostrano che la caratterizzazione non è ancora conclusa.

Ed è proprio da qui che proseguiranno le prossime misure.

Download

Per chi volesse ripetere le misure o utilizzare la stessa procedura di elaborazione, metto a disposizione gli script GNU Octave utilizzati durante queste prove, insieme a un file di esempio per organizzare le acquisizioni e alle relative istruzioni.

Gli script sono quelli che utilizzo direttamente sul banco e vengono quindi pubblicati nello stato attuale di sviluppo. In particolare, la gestione delle doppie misure A/B e alcune elaborazioni sono ancora oggetto di verifica e potranno essere aggiornate con il proseguire della caratterizzazione.

Di seguito i file disponibili:

• Script Octave per l’elaborazione batch delle misure
• Tabella CSV di esempio per organizzare le acquisizioni
• Istruzioni per l’utilizzo dello script

I CSV completi delle mie acquisizioni non sono inclusi, perché possono raggiungere circa 16 MB ciascuno e una singola serie di prove può richiederne diverse decine.